패시브 네트워크의 설계

[론섬]

차량용스피커 매니아들이 알아두어야 할
패시브 네트워크의 설계Ⅱ


패시브 네트워크 제작의 기술적인 부분을 설명하다 보니 내용이 다소 어려운 감이 없지 않으나 우선적으로 기술적인 이론을 먼저 다룬 후 중간 중간에 실제 카스피커용 패시브 네트워크를 제작하는 방법을 사례를 통해 소개 해 나가겠다. 개괄적으로 이러한 이론적 배경이 있다는 정도만 알아 두고 향후에 진행될 패시브 네트워크 제작시 구체적으로 쉽게 적용해 보기로 하자.
이론적 설명을 위해 유닛 구성이나 장착내용은 인클로져 방식을 택하였지만 그 원리만 이해 한다면 카용 패시브 네트워크도 쉽게 적용 할 수 있을 것이다.

1. 전역 통과(all-pass) 및 선형 위상(linear phase) 크로스오버.
우리는 선형 위상(최소 위상으로도 알려져 있는), 전역 통과, 비전역 통과(non-all-pass)등 세 가지 크로스오버 네트워크 유형에 대해 알고 있다. 그 중 단 하나의 크로스오버 유형만이 최소 위상 기준, 1차 Butterworth에 부합한다. 1차 크로스오버는 모든 주파수에서 플랫한 합계 제로 위상 반응을 생성하며 플랫한 크기(magnitude) 반응을 가진다. 1차 크로스오버가 위상이 일치하고 이론적으로 어떠한 위상 왜곡을 생성하지 않는다 하더라도, 일반적으로는 대부분의 고역 드라이버(미드레인지 및 트위터)에 대해 불충분한 슬로프를 갖고 있다 전역 크로스오버는 전대역 통과 위상 특성을 지니는데, 이는 위상 전화를 의미하며, 플랫한 크기 반응을 가진다. 네 전역 네트워크는 일반적으로 라우드스피커 크로스오버로 이용된다. 이들은 1차 및 3차 Butterworth 타입, 그리고 2차 및 4차 Linkwitz-Riley 배치이다. 1차 필터가 최소 위상이라 하더라도, 그것은 이 범주에 포함된다. 이러한 필터들은 대부분 플랫한 크기 반응을 제공하고, 1차 타입을 제외하고는 미드레인지 및 트위터 왜곡을 방지하기에 충분한 감쇠를 제공하기 때문에, 라우드스피커를 위해 빈번하게 사용된다.
비전역 크로스오버는 라우드스피커 설계를 위해 이용되는 위에 설명한 필터를 제외한 모든 필터들을 포함한다. 이들 또한 전역 통과 위상 특성을 지니고 있지만, 합계가 플랫한 크기 반응이 되지 않는다. 이는 2차 및 4차 Butterworth, 2차 및 4차 Bessel, 그리고 비대칭 (비원형 극) 2차 크로스오버 그룹: Legendre, Gaussian, 4차 선형 위상 필터를 포함한다. 그러나, 다음에 보여주겠지만, 우리가 동위상 기준을 완화한다면, 이러한 필터들 또한 거의 플랫한 합이 되도록 만들어질 수 있다.

2. 음향 합계: 드라이버 음향 중심과 ZDP
크로스오버 네트워크를 위해 이용하는 고전적 필터 형태에 대한 논의는 필터의 전기 반응 (그 전송 함수) 에 대한 것이며, 합계는 전기 또는 전압 합계이다. 우리가 네트워크를 위해 설명하는 동일한 위상 및 크기 결과가 우리의 목표인 음향적으로 일어나기 위해서는, 어떤 가정을 취해야만 한다. 가장 중요한 가정은, 두 드라이버에 의한 복사(radiation)가 일치해야 한다는 것이다. 이는 두 드라이버가 시간 및 공간상의 정확하게 동일한 포인트로부터 복사해야 한다는 것을 의미한다. 그러나, 이것이 대다수의 라우드스피커가 작용하는 방식을 설명하지는 않는다.
공간상 동일한 지점으로부터 방사하는 고역 및 저역 드라이버를 가진 유일한 라우드스피커 타입은 동축(coaxial) 유형이다. 이들은 대개 방사 지점이 거의 동일하도록 하기 위해 (혼 트위터의 보이스 코일이 실제로 우퍼 보이스 코일 뒤에 약간 떨어져 위치할 수 있는 우퍼와 함께 동축으로 장착된 혼 로드(horn-loaded) 드라이버와는 달리), 우퍼 극의 윗부분에 장착되는 돔 트위터를 가지고 있다. 최근에 최고급 라우드스피커 제조 (KEF와 Tannoy의 몇몇 제품을 포함하여) 에서 이러한 설계의 재현을 보고 있긴 하지만, 대다수의 라우드스피커는 (그림1)에서 보여지는 것처럼, 수직적으로 그리고 수평적으로 분리된 비일치 드라이버를 갖고 있다.
비일치 드라이버들이 서로 다른 주파수 범위에 이용될 때, 복사 출처는 수평 및 수직면으로 분리된다. 수직 분리는 문서로 잘 입증되어 온 수많은 결론을 지니고 있다. 복사 패턴에 있어서는 로빙(lobing)이 가장 중요한 문제이다. 유닛간의 거리가 넓어질수록 로빙은 나빠진다. 유일한 해결책은 드라이버간의 거리를 최소화하고 크로스오버 주파수에서 1파장보다 더 큰 거리에 저역/고역 드라이버를 배치하지 않도록 하는 것이다.
드라이버의 수직 배치는 또한 이용되는 크로스오버 네트워크 타입에 따라 복사 패턴 틸트(tilt)를 야기할 수 있다. 1차 및 3차 Butterworth 전역 네트워크는 (그림2)에서 보여지는 것처럼, 수직 극 반응에서 주파수 의존성 틸트를 갖고 있다. 1차 필터에 대해, 어떠한 수평 드라이버 분리가 존재하지 않고, 수직 분리가 크로스오버 주파수에서 1파장보다 크지 않다면, 틸트는 정상적인 극성 연결에 대해 약 15도 하향이며, 필터 섹션 사이의 상대적 극성이 역전될 때 15도 상향이다 (틸트의 방향이 3차 필터에 대해 역전된다). 로브 축 전환은 고역 및 저역 섹션에서의 90도 위상 차이로 인해 일어난다. 모든 짝수차 네트워크를 포함하는 모든 동위상 네트워크가 동일한 주파수 의존성 틸트를 가지는 것은 아니며 대칭적 수직 극성 반응을 보여준다 (어떠한 수평 오프셋이 없다고 가정하고).
축상 복사(on-axis radiation)에 있어 이러한 틸트는 홀수차 네트워크의 이용에 의해 야기되는 어떠한 위상-관련 주파수 의존성 로빙에 추가될 것이며, 또한 동위상 네트워크의 대칭적 복사 패턴을 수정할 것이다.
드라이버 복사 중심 또는 제로 지연면(zero delay plane, ZDP)의 정확한 위치는 어느 정도 미스터리가 될 수 있다. 크로스오버 설계 목적을 위해 수평 오프셋 거리 (또는 그 거리에 의해 야기되는 시간 지연의 양) 를 계산할 때 중요한 요인은 오프셋의 상대적 양이며, 드라이버 음향 중심이 아니다. 라우드스피커의 음향 중심은 주파수에 따라 변화하며 정의에 의하면 드라이버의 자연 위상 반응 함수이다. (그림3)의 다이어그램은 스피커 음향 중심과 시간 지연 함수 사이의 관계를 설명한다. 그룹 지연 (드라이버 위상 반응의 슬로프로부터 유도된) 이 가장 큰 보다 낮은 주파수에서, 스피커의 음향 중심은 드라이버 ZDP 뒤의 상당한 거리에 위치할 수 있다. 크로스오버 설계라는 점에서, 드라이버 반응이 네트워크 필터 전송 함수에 맞도록 만들어질 때, 드라이버의 위상 반응이 설명되어 왔으며, 음향 중심에서의 주파수 의존 변화는 관련이 없다.
수평 드라이버 오프셋에 의해 야기되는 복사 틸트의 계산과 같은 대부분의 목적을 위해서, 음향 중심은 콘형 또는 돔형 드라이버를 위한 보이스 코일의 중심인 것으로 가정될 수 있다. 어떠한 드라이버를 위한 보이스 코일 중심 위치는 항상 드라이버 전면의 중간점이 될 것이다. 보이스 코일 중심을 이용하는 것은 서로 다른 두 드라이버 사이의 ZDP에서 상대적 차이를 확립하는 상당히 괜찮은 작업이 될 것이다.
드라이버 ZDP의 정확한 음향 위치는 스피커의 구축에 따라 기대한 것과 어느 정도 다를 수 있다. 그러나, 이를 결정하는 것은 정교한 시험 장치의 도움 없이는 이루어질 수 없다. 예를 들어, 콘형 드라이버는 콘 정점 바로 앞의 지점으로부터 복사하는 경향이 있다. 이를 정확하게 측정하는 것은 두 드라이버에 대한 ETC(에너지-시간-곡선, Energy-Time-Curve)를 이용하여 그리고 두 드라이버의 상대적 분리 거리를 얻기 위해 시간 차이를 뺀 임펄스 분석에 의해, 또는 마이크로부터 임펄스 시작까지의 시간 지연을 측정함으로써 이루어질 수 있다. 또 다른 기술은 크로스오버 주파수에서 유도되고 드라이버를 정렬하기 위한 오실로스코프를 이용하여 모양을 갖춘 톤 버스트 발생기(tone burst generator)를 이용하는 것이다. 그러면 오프셋이 물리적으로 측정된다. 종종 보다 정교한 테크닉으로 계산하는 상대 거리가 갭의 중심으로부터 측정한 거리와 거의 동일할 것이다.
(그림4)에서는 스피커 레퍼런스 축상에서 드라이버 오프셋의 효과를 볼 수 있다. 다이어그램은 유닛간 시간 지연이 제로인 축이 드라이버 장착 배열에 의해 영향을 받게 되는 서로 다른 방식을 보여준다. A 배치는 우퍼 위에 장착된 트위터를 가진 대부분의 양방향 설계에 있어 전형적이다. 이러한 배치를 위한 ZDP 축은 바닥을 향해 축을 벗어난다.
0 리스닝 축에서 측정될 때, 드라이버 ZDP의 부정합(misalignment)에 의해 야기되는 지연은 크로스오버 지역에서 반응 변화를 유도할 것이다. 그 거리가 크로스오버 주파수의 파동에서 충분하다면, 크로스오버 주파수에서 완전한 널이 일어날 것이다. 예를 들어, 3kHz 2차 Butterworth 네트워크는 드라이버가 2.25˝ 오프셋된다면 역전된 극 관계에 대해 널을 보여줄 것이다. 거리는 166s의 시간 지연인데, 이는 3kHz에서 정확히 1/2 파동이다. 드라이버가 일치한다면, 반대의 극성 조건이 플랫한 반응을 산출할 것이다. 서로 다른 필터 유형 및 슬로프는 부정합에 대해 다른 민감성을 지닐 것이다.
전문가들은 종종, 고역 및 저역 섹션 사이의 위상 차이에 의해 야기되는 하향성 극 틸트를 보충하기 위해 홀수차 네트워크(일반적인 극성 1차 및 역전된 극성 3차)를 사용할 때 B에서 전도된 드라이버 위치를 제시한다. 드라이버 기하학으로부터 나온 복사 틸트는 +15 틸트를 야기하며, 이는 홀수차 필터에 의해 야기된 -15 틸트에 더해질 때 0 ZDP 레퍼런스 축을 생성한다.
(그림4)의 D는 어떤 이들이 ZDP 축을 0 리스닝 축과 동일하게 만들기 위해 이용하는 또 다른 기법을 설명한다. 이 경우 ZDP는 리스닝 축과 일치하기 위해 앞쪽 배플(front baffle)을 경사지게 함으로써 위쪽으로 틸트되어왔다. 그러나, ZDP 축 위치가 변화되었다 하더라도, 경사진 배플을 이용하는 것은 두 드라이버 복사면이 C에서처럼 정렬되도록 하거나, 고역 드라이버를 A나 B에서처럼 정렬되도록 하기 위해 전자적 시간 지연 수정을 이용하는 것과 동일하진 않다.
이를 증명하기 위해, 첫번째는 물리적 오프셋 지연에 대해 수정용 시간 지연 오프셋을 이용하여 두 똑 같은 드라이버를 측정했고 (MLSSA 및 ACO 마이크를 이용하여); 그리고 두번째는 경사진 배플을 이용하는 것과 같은 축을 벗어난 위치에서 측정하였다. 수평 분리는 4˝였으며, 수직 분리는 10.5˝였다.
ZDP는 동일한 배플에 장착된 두 드라이버에 대해 0 축으로부터 약 20(Tan-14/10.5)이며 일 것이다.
비일치 드라이버에 대해 설명된 복사 틸트 및 위상 전환 결과는 대개 700Hz 이상의 크로스오버 주파수에서 관심사이다. 보다 높은 주파수에서 일반적인 물리적 오프셋 (일반적 드라이버 차원과 관련되는) 은 크로스오버 주파수에서의 관련 파동이 충분히 큰 퍼센티지인 위상 변화를 중요한 것으로 만들 것이다. 예를 들어, 500Hz에서 2˝ 오프셋은 위상에서 상대적으로 사소한 7% 변화만을 생성할 것이다. 3kHz에서 동일한 2˝ 오프셋은 위상에서 실질적인 44% 변화를 생성할 것이다.

다음호에는 패시브 네트워크의 파워반응에 관하여 알아 보겠다.

카스피커 매니아들이 알아두어야 할
패시브네트워크의 설계III


멀티웨이 스피커 시스템에서 가장 이상적인 것은 코엑셜로 구성된 것이겠지만 현실적으로 제조기법상의 구조적 문제점을 안고 있기 때문에 각각의 주파수 대역이 다른 여러 유닛을 조합하여 사용할 수 밖에 없다. 패시브 네트워크를 설계함에 있어서도 이러한 사항을 염두에 두고 각각의 유닛간에 일어 날 수 있는 여러 변수를 예측하여 설계에 반영한다면 좀 더 목적에 부합한 네트워크를 만들 수 있을 것이다. 지난호에 이어 이번호에도 패시브 네트워크의 설계에 대해 살펴보자.

1. 크로스오버 네트워크 파워 반응.
라우드스피커의 파워 반응은 그 비축 반응과 대체로 동일한 것이다. 가설적으로 이 예의 목적을 위한 직접성을 무시한다면, 파워 반응은 multiple off-axis free-field measurements을 통합함으로써 유도될 수 있다. 모든 가능한 비축 측정 지점을 결합한고 그 평균을 구한다면, 그것이 파워 반응이 될 것이다.
전통으로 보면 크로스오버 네트워크로 분할 되어진 multi-way 라우드스피커의 파워 반응이 동축 반응과는 다르게 유도됨을 알려준다. 이는 비축 파워 반응은 위상이 상호연관되어 있지 않은 것처럼 RMS량으로서 계산되는 반면, 모든 필터는 상호연관된 위상을 가진 스칼라량으로서 동축의 합계임을 의미한다. 짝수차 필터와 홀수차 필터 사이의 파워 반응 차이는 약간의 이견이 존재함에도 불구하고, 그 방법론은 구체적이다.
이 크로스오버 파워 반응 아이디어의 주요 결과는 CPC 또는 Constant Power Crossover로 알려진 필터 계층의 인식이었다. CPC는 아마도 짝수차 Butterworth 네트워크일 것인데, 이는 앞에서 언급한 바와 같이, 하이패스 및 로우패스 섹션의 위상이 일치할 때 합계가 +3dB 동축이다. 파워 반응이 상호연관된 시그널보다 3dB 적은 상호연관되지 않은 시그널로 합이 된다면, 그것은 그 두 섹션이 크로스오버 주파수에서 3dB 아래이므로 그때 짝수차 Butterworth 네트워크의 파워 반응이 플랫함을 함축한다 (-3dB + 3dB = 0). 이는 또한 고역 및 저역 섹션이 크로스오버 주파수에서 6dB인 짝수차 Linkwitz-Riley 네트워크가 플랫한 파워 반응을 가지지만 3dB의 하강을 지님을 함축한다. 이미 위상 동축과 상호연관되지 않은 홀수차 Butterworth 필터는 이 그림에 깔끔하게 들어맞으며, 또한 CPC이고 플랫한 파워 반응을 가지는 것으로 간주된다.
어떤 분야에서든 사고의 주류를 거스르는 것이 대중적이진 않다 하더라도, 파워 반응에 대한 이러한 관점이 단순히 옳지 않은 것은 아니다. 현실은 훨씬 더 단순하다. 동위상 고역 및 저역 필터는 동축 및 비축에서 스칼라량으로서 합이 된다. 위상 구상 고역 및 저역 필터는 동축 및 비축에서 RMS량으로서 합이 된다. 마치 시그널이 상호연관되어 있지 않은 것처럼 크로스오버의 파워 반응을 계산하는 것은 부당하다. 예를 들어 강당 무대의 양쪽에 위치한 두 스피커의 합을 구하고 있다면, 파워 영역에서 그것의 위치가 상호연관되어 있지 않다고 가정하는 것이 중요하겠지만 그러나 두 드라이버가 동일한 배플에 장착되어, 아주 거의 동일한 면으로부터 복사하고 동일한 프로그램 자료에 의해 공급된다면, 두 시그널을 절대로 상호연관되지 않은 위상으로 처리하는 것 말고는 다른 방법이 없다. 이들은 동축으로 상호연관된 위상이며 파워 영역에서 상호연관된 위상이다. 어떠한 크로스오버 네트워크의 파워 반응 및 동축 반응 사이에 차이점은 존재하지 않는다. 직접적인 사운드가 지배하는 상황보다 반향 필드에 의해 지배되는 상황에 대해 더 유용한 CPC와 같은, 개별적인 필터 카테고리는 존재하지 않는다.


2. 2웨이 크로스오버의 특성.
그동안 주로 12가지 정도의 2웨이 크로스오버 네트워크의 유형이 라우드스피커 설계에 적용되어 왔다.
종류를 보면 1차 Butterworth, 2차 Butterworth, 2차 Linkwitz-Riley, 2차 Bessel, 2차 Chebyshev, 3차 Butterworth, 4차 Butterworth, 4차 Linkwitz-Riley, 4차 Bessel, 4차 Legendre, 4차 Gaussian, 4차 선형 위상이다.
각각은 그 자체의 반응, 위상, 그룹딜레이 특성을 지니고 있을 뿐 아니라 드라이버 수평 오프셋(각 유닛간의 거리)에 대한 민감도 수준도 다르다. 이러한 크로스오버 함수에 대한 다음의 설명은 1kHz에서의 네트워크 작용을 설명한다.
수평 드라이버 오프셋의 효과는 각각 74μs 및 147μs의 지연으로 합이 되는 1˝ 및 2˝에 대해 보여진다. 결과는 서로 다른 주파수에 대해 정확히 동일할 것이지만, 비례적으로 서로 다른 오프셋 지연 거리를 가진다. 아래의 표는 거리 및 서로 다른 오프셋의 관계를 제시한다.

Frequency	Offset Distances
0.5KHz	1"	2"	4"
1KHz	0.5"	1"	2"
3KHz	0.17"	0.33"	0.67"
5KHz	0.1"	0.2"	0.4"

다시 말하면, 1˝의 수평 드라이버 분리를 가진 1k에서 네트워크 작용 특성의 설명에 있어 유효한 것은 0.33˝의 분리를 가진 3kHz 및 0.2˝ 분리를 가진 5kHz 등에서 정확하게 똑같을 것이라는 점이다.

가. 1차 Butterworth
일반 극성 1차 Butterworth 크로스오버는 전역 통과 타입이며 최소의 위상 반응을 가진 것으로 열거되는 유일한 네트워크이다. 이는 그 출력이 입력 시그널과 동일한 주파수 크기 및 위상을 지니고, 정전압 네트워크를 위한 모든 기준을 충족시킴을 의미한다. 두 드라이버로부터 등거리인 지점에서, 1차 필터를 이용한 드라이버 출력의 합계는 제로 위상 왜곡을 생성한다 (그림 1). 이는 대개 위상 일치(phase coherent) 또는 선형 위상(linear phase)으로 일컬어지는 작용 특성을 설명한다. 크로스오버 주파수상 3dB에서 고역 및 저역 섹션을 가지는 이러한 크로스오버는 (그림 2)에서 보여지는 바와 같이 플랫한 합이 된다. 합계는 정상적 또는 역전된 극성에 있어 플랫하다. (그림 3)에서 보여지는 위상은 각 섹션의 모든 주파수에 있어 90° 떨어져 있으며, 합계에 대해 플랫한 제로 크기를 지닌다. 90°의 위상 차이로 인해, 크로스오버 주파수에서 1파장의 거리에 의해 분리되는 고역 및 저역 드라이버를 가진 수직 극성 반응에서 -15° 틸트가 일어날 것이다 (역전된 극성 연결에서는 +15°). 이러한 역전된 극성 연결은 그 합계에 대해 전역 통과 위상을 보여주며, 정상적 극성에서는 최소 위상이 아니다. (그림 4)의 합계 그룹 지연 곡선은 0.16μs에서 고역 및 저역 섹션을 가지고 제로에서의 정상적 극성 크로스오버 그룹 지연을 보여진다. 역전된 극성 네트워크에 대한 그룹 지연은 정상적 극성 연결와는 달리, 제로가 아니며 약 0.32μs이다.
1차 Butterworth의 최소 위상 특성은 좁은 창에서만 존재하는데, 이는 거의 정확한 드라이버 정렬을 필요로 한다.
0.5˝정도의 오프셋을 갖고 있다면 위상 및 그룹 지연은 더 이상 최소 위상이 아니며 주파수 반응은 거의 2.5dB의 폭넓은 하강을 보여준다. 만약 1˝ 및 2˝ 오프셋을 가지고 있다면 주파수 반응에서 6옥타브 이상에 퍼지는 최대 10dB의 반응 변화를 보여준다. 1차 Butterworth는 사용할 때에는 드라이버 정렬에 민감하므로 주의를 하여야 한다.
1차 Butterworth는 또한 크로스오버의 stopband (감쇠대역) 내에서 드라이버 공명에 아주 민감하다. 이것은, 드라이버 왜곡을 막기 위한 일반적으로 완만한 감쇠율 및 주파수 의존성 극 틸트와 더불어, 이 단순한 네트워크를 라우드스피커 애플리케이션에 부적절한 선택으로 만드는 것 같다. 그러나, 이 필터는 상당한 인기를 누렸으며 확실히 오디오광 계층을 따르는 거의 컬트에 가까운 무언가를 지녔다. 그 선호가 절대로 보편적으로 미치는 것이 아니며 여전히 최소 위상 특성이 들을 수 있게 월등한 것으로 확립되어야 하므로, 그 선택은 주관적인 것으로 남아 있다. 그것은 어떤 이들이 라우드스피커 디자인의 기술이라 간주하는 것의 일부이다.

나. 2차 Butterworth
이 배치는 이론적으로 크로스오버 전역 배치 계층에 대해 거의 무시되어 왔음에도 불구하고, 한편으로는 제조를 위한 필요 불가분의 선택이 아닐 수 없다. 네트워크 주파수 반응을 보면 (그림 5)와 같다. 정상적 극성 버전을 위한 위상차는 180°이며 반응에서 실질적인 널을 야기하는 반면, 반대 극성 연결는 동위상이며 네트워크 합계는 +3dB이다. 대부분의 소스는 반대 극성 연결을 추천하지만 그 성공은 드라이버 정렬에 달려 있을 것이다.
필터 Q는 0.707이며 합해진 그룹 지연은 크로스오버 주파수 바로 아래에서 약간 상승을 보여준다 (그룹 지연은 고역, 저역 그리고 합해진 정상 및 반대 극성에 대해 동일하다).
모든 2차 필터는 1차 필터보다 드라이버 수평 정렬에 덜 민감하다. (그림 6) 및 (그림 7)은 각 유닛간의 1˝ 및 2˝ 오프셋의 반응 변화를 보여준다. 1˝에서는 거의 반응 변화가 없고 2˝에서는 현실적으로 격렬한 변화가 없다. 오프셋이 1kHz에서 6.78˝인 크로스오버 주파수에서 1/2파장이라면, 위상은 역전되고 정상적인 극성 연결은 널을 생성하는 대신 동위상이 된다 (전도된 극성이 이제 널을 생성할 것이다). 앞에서 고찰한 바와 같이, 짝수차 Butterworth 필터는 고역 및 저역에 대해 6dB에서 결합될 때, 합이 플랫하게 되거나 거의 그에 가까울 것이다.
실제로 크로스오버 포인트를 설정함에 있어 주파수 반응의 플랫을 유도하기 위해서는 유닛간의 수평 오프셋이 제로라 할 때 하이패스 크로스오버 포인트를 1.3 곱한 점을 기준으로 하며 로우패스 크로스오버 포인트는 1.3-1(0.7692)을 곱한점을 계산치로 설정하여 필터의 시정수를 찾아 낸다. 또 다른 중요한 관점은 2차 Butterworth의 합이 플랫하게 되도록 만들기 위해 위와 같은 방식으로 고역 및 저역 주파수를 변경함으로써 오프셋 반응 변화가 다소 수정될 수 있다는 것이다.
(그림 7)에서 본 바와 같은 수평 오프셋의 거리가 2"일 경우의 반응 변화는 위의 크로스오버 계산의 기준 지수인 1.3이 1.1로 변화가 될 때 동일한 결과를 가져 온다.
이러한 테크닉을 이용하는 것이 절대적으로 플랫한 반응을 생성하진 않을 것 같지만, 그것은 물리적 또는 전기적 지연에 의지하지 않고 드라이버 오프셋 크기 변화를 다루는 한 방법이다.
다음호에 계속하여 필터의 여러 유형을 알아보자.

글 | 손희수(S4디자인 그룹 대표 / 델로스비클 고문)
문의 : (031)556-7870

 카스피커 매니아들이 알아두어야 할
패시브네트워크의 설계 Ⅳ

카스피커용 패시브 네트워크의 회로를 구성하기 위한 2웨이 크로스오버의 특성중 지난호에 1차 Butterworth와 2차 Butterworth를 설명하였고 계속하여 나머지 필터에 대해 설명해 나가겠다.

·2차 Linkwitz-Riley
2차 Linkwitz-Riley 크로스오버는 크로스오버 주파수 6dB에서 고역 및 저역 필터에 대해 합이 플랫한 크기가 되는 전역 배치이다. 주파수 그래프가 (그림 1)에서 보여진다 (오프셋 없음). 위상 및 극성 관계는 모든 2차 필터 타입에 대해 동일하며, 따라서 2차 Butterworth에 적용되었던 것이 또한 Linkwitz-Riley 필터에도 유효하다. Linkwitz-Riley 필터의 Q 는 0.49이며 (Butterworth Q의 제곱), 합해진 그룹 지연 곡선은 크기를 가지지만 플랫하다 (그룹 지연은 고역, 저역 및 두 극성을 가진 합계 반응에 대해 동일하다).
모든 2차 필터에 있어 드라이버 오프셋에 대한 민감성을 동일하다. (그림 2)와 (그림 3)은 유닛간의 거리 오프셋이 1˝ 및 2˝일때 의해 야기되는 반응 변화를 보여준다. 플랫한 크기 반응, 오프셋에 대한 낮은 민감성, 대역 내(in-band) 드라이버 공명으로 인한 유리점은 Linkwitz-Riley 필터를 스피커 시스템 엔지니어들이 가장 즐겨 사용하게 만들었다.

·2차 Bessel
2차 Bessel 필터는 Linkwitz-Riley 필터와 유사하다. 유일하게 다소 높은 Q 0.58을 지니고 있고, 합이 플랫하게 되지 않으며, 따라서 전역 통과 크로스오버가 아니다. 주파수 반응 곡선은 (그림 4)에서 보여진다 (오프셋 없음). 크기 반응은 반대 극성 연결에서 약 +1dB이다. 위상은 다른 2차 크로스오버와 동일하다. 합해진 그룹 지연은 약간 적은 크기를 지닌 Linkwitz-Riley 크로스오버처럼 플랫하다.
드라이버 오프셋에 대한 민감성은 (그림 5)에서 보여지는 것처럼 다른 2차 필터들과 동일하며, 유닛간의 1˝ 및 2˝ 오프셋에 대해 (그림 6)과 같은 반응을 보인다. 이 크로스오버는 고역 및 저역 주파수 설정 포인트를 지수 1.1에 의해 보정된다면 플랫한 합이 될 것이다.(지난호에 설명했던 바와 같이 크로스오버 공식을 이용할 때 하이패스 필터 공식의 주파수 설정을 1.1로, 로우패스 필터의 주파수 설정을 1.1-1로 곱한 점을 계산치에 넣음)
주파수 반응은 플랫하게 되더라도 이 필터의 합계 그룹 지연은 Linkwitz-Riley 필터보다 유리하지는 않다.

·2차 Chebyshev
2차 Chebyshev 크로스오버는 이 예에서 1인 Q가 어떤 특정한 타겟 반응을 달성하기 위해 낮은 드라이버 반응 Q를 결합하도록 이용하는 이외에는 자주 사용되지 않는다. 주파수 반응은 (그림 7)에서 보여진다 (오프셋 없음). 반응 합은 +6dB이며 합해진 그룹 지연은 낮은 제동(damping)을 나타내는 실질적인 "Knee"(그룹 지연특성에서 급격하게 증가하였다가 떨어짐)를 가진다. 드라이버 오프셋에 대한 민감성은 2차 필터들의 특색이며 이 필터에서 보여지지는 않는다. 이 필터는 (그림 8)(오프셋 없는)에서 보여지듯 지수 1.5에 의해 필터 섹션 값을 전환함으로써 ±2dB 플랫 내에서 합이 되도록 만들어질 수 있지만 약간 불안한 형태의 반응을 보인다.

·3차 Butterworth
1차 Butterworth와 마찬가지로, 3차 타입은 크로스오버 주파수 3dB의 각 섹션에서 플랫한 합이 되며, 전역 통과이다. 주파수 반응은 (그림 9)(오프셋 없음) 에서 보여지는 것 처럼 옥타브당 18dB의 슬로프를 가진다. 반응은 두 연결 극성에 대해 플랫하지만; 그룹 지연 합은 반대 극성 연결에 대해 상대적으로 낮은 크기로 플랫하며, 정상적 극성 연결의 그룹 지연에서는 상당히 높은 크기의 "Knee"를 가진다. 개선된 그룹 지연으로 인해 반대 극성이 일반적으로 선호되는 것으로 여겨진다. 1차 필터와 마찬가지로 3차 Butterworth는 고역 및 저역 섹션에서의 90° 위상 차이로 인해 수직 극 반응에서 15° 틸트를 보여준다. 틸트는 일반 극성에 대해 +15°, 반대 극성에 대해 -15°이다.
3차 Butterworth 크로스오버는 또한 1˝ 및 2˝ 오프셋에 대해 (그림 10)과 (그림 11)에서 설명되는 것처럼 드라이버 오프셋에 대해 낮은 민감성을 보여준다. 2˝오프셋일 때 지수 1.2에 의해 고역 및 저역 필터 섹션 주파수 플랫하게 전환할 수 있다.
3차 Butterworth는 Joe D'Appolito에 의해 설명되는 M-T-M (mid-tweeter-mid) 드라이버 배치에서의 사용에 의해 대중성을 얻었다. 3차 필터 및 드라이버 기하학의 결합은 (그림 12)에서 보여지는 대로 상당히 매끄러운 수직 극성 반응을 산출한다. 원래 아이디어는 드라이버가 일치하지 않을 때 짝수차 필터에서 일반적으로 발견되는 로빙 오류를 제거하는 것이었다. 그러나 로빙은 리스닝에 상대적으로 거슬리지 않으며, D'Appolito 설계의 후기 버전은 동일한 드라이버 배치이지만 2차 Linkwitz-Riley 음향 슬로프를 이용한다. 보다 높은 슬로프율은 장점을 가지고 있으며, M-T-M은 수평 드라이버 오프셋으로 인해 축이 틸트되는 것을 막는다. 이 경우 드라이버는 극 패턴이 0°축에 머물도록 하기 위해 제로 오프셋을 가질 필요가 없으며 플랫한 반응은 크로스오버 주파수를 최적화함으로써 이루어질 수 있다. 드라이버 정렬은 플랫 반응 및 훌륭한 극 작용보다는 고품질 사운드에 덜 중요하다. 기껏해야 시간에 따른 드라이버 정렬은 극 작용을 예측가능하게 만들고 플랫 반응의 성취를 다소 쉬운 것으로 만들 것이다. M-T-M 배치의 주요 장점은 수직적 극 반응 작용에 대해 설계자에게 부여하는 제어력이다.

·4차 Butterworth
우리는 두 개의 2차 필터 타입을 종속 접속함으로써 4차 필터를 구축한다. 4차 Butterworth의 2차 섹션의 Q는 1.307 및 0.541이므로, 총합 Q는 0.707이다. 4차 Butterworth의 주파수 반응은 (그림 13)에서 보여 지는 것 처럼 옥타브당 24dB의 슬로프를 가진다. (오프셋 없음). 2차 Butterworth와 마찬가지로 위상이 일치할 때 필터는 고역 및 저역 필터에 대해 합이 3dB가 되고 크로스오버 주파수에 +3dB의 피크를 부여하지만 반대 극성 대신 정상 극성 연결과 함께이다. 4차 필터를 가진 비위상 널은 반대 극성 연결과 함께 온다. 필터의 그룹 지연 합은 크로스오버 주파수 바로 아래에서 "Knee" 또는 "Peak"를 보여준다. 4차 필터는 증가된 감쇠가 보다 낮은 드라이버 왜곡을 생성한다는 것을 제외하고는 2차 타입의 대부분의 특성을 공유한다. 또한 최소 오버랩은 어떠한 마이너스 상호 복사 효과가 단지 상대적으로 적은 범위에서만 일어날 것임을 의미한다. 유일한 단점은 4차 필터를 위해 사용된 두 개의 코일에 의한 자체저항의 증가로 시그널 로스가 발생한다는 점이다.
감소된 오버랩 양으로 인해 4차 필터는 2차 필터보다 드라이버 오프셋에 덜 민감하다. 4차 Butterworth는 고역 및 저역 섹션이 6dB에서 결합한다면 합이 거의 플랫하게 될 것이다. 이것은 지수 1.13을 곱함으로서 전역의 플랫을 유도할 수 있다. 드라이버 오프셋이 고려된다면 주파수 변화율은 플랫 반응이 일어나도록 만들기 위해 조정될 수 있다.

·4차 Linkwitz-Riley
2차 Linkwitz-Riley 크로스오버는 합이 플랫한 크기가 되고 크로스오버 중 전역 통과 카테고리에 속한다. 두 2차 섹션은 총 0.49의 Q에 대해 0.707의 Q를 가지는데, 이는 이 필터가 때때로 제곱(squared) Butterworth 필터라 불리는 이유이다. 그룹 지연 크기의 합은 크로스오버 주파수 바로 아래에서 약간의 피크를 보여준다. 드라이버 오프셋에 대한 민감성은 다른 4차 필터들과 마찬가지로 낮다. 두 유닛간의 오프셋이 1˝ 및 2˝ 일 때 모든 필터중 가장 낮은 반응 변화를 보여주는데 플랫한 크기 반응, 높은 감쇠율, 오프셋 오류에 대한 낮은 민감성은 이 필터를 최고의 트위터 필터 중 하나로 만든다. 다만 현실적으로 매우 복잡한 회로를 요구하므로 경제적이지는 않다.

·4차 Bessel
이 필터들은 합이 플랫한 크기가 아니며 전역 통과 크로스오버가 아니다. 반응은 크로스오버 주파수에서 1.5dB 하강을 산출하는 반면 그룹 지연 합은 플랫하다. 4차 Bessel은 필터를 오버랩하여 지수 0.9에 의해 고역 및 저역 필터 주파수를 변경함으로써 합이 거의 플랫한 크기가 되도록 만들어질 수 있다. 드라이버 수평 오프셋에 대한 민감성은 낮은 편이다.
마지막으로 남은 세개의 4차 크로스오버는 비대칭 네트워크의 특별한 방식이다. 이들은 그것이 구축되는 방식으로 비대칭적이다. 앞에서 설명한 필터들이 가지고 있는 (타원형 면에 위치한 극을 가진 Chebyshev 제외) 원형 극(circular poles)을 가지고 있지 않으며 오히려 그 유도를 촉진하는 변화된 면을 지닌다. 4차 Butterworth, Bessel, Linkwitz-Riley는 모두 동일한 Q 및 코너 주파수를 지닌 두 종속 접속된 섹션에 의해 형성된다. 이러한 세 비대칭 4차 필터는 다른 Q 및 비대칭 코너 주파수로 된 2차 섹션을 가진다. 따라서 이러한 필터의 2차 구현은 가능하지 않다. 어떤 이들은 이러한 종류의 라우드스피커 필터 이용에 관심을 표명하기도 하지만, 그것들이 4차 Linkwitz-Riley 크로스오버 필터 보다 낫다고 생각지는 않으며 오히려 매개변수 변화에 고도로 민감하다는 단점을 가지고 있다고 생각한다. 이는 필터 회로의 복잡함으로 인해 제조에 유용하지도 않을 뿐더러 실험적 자작 매니아인 아마추어들에게는 절망하게 만든다. 단지 아카데미적 접근으로 실용성보다는 있다는 정도만 살펴보자.

·4차 Legendre
이 타입은 Chebyshev 필터와 유사한 반응을 가진다. 필터의 비대칭적 성질은 고역으로부터 기울어진 저역을 보여주는 비정상적인 위상을 가진다. 그룹 지연합 또한 Chebyshev와 유사하며 실질적인 피크를 보여준다. 필터는 동위상 조건에서 합이 +5dB가 된다. Legendre 필터는 지수 1.15에 의해 고역 및 저역 주파수를 변경함으로써 합이 거의 플랫하게 되도록 만들 수 있다. 드라이버 오프셋에 대한 민감성은 다른 4차 필터와 마찬가지로 낮다.

·4차 Gaussian
4차 Gaussian 크로스오버는 교차점 직전에 약간의 딮을 형성하며 정상 극성 연결일때 거의 플랫한 합을 유도 할 수 있고 Bessel 필터와 유사한 그룹 지연 합을 지닌다.

·4차 선형 위상
이름은 매력적으로 들리지만 또다시 비대칭적 유도는 이 필터의 적합성을 의문스럽게 만든다. 필터는 정상 극성에 대해 플랫하고 Bessel 4차 크로스오버와 유사한 그룹 지연 합을 지닌다.

지난호에 이어 2웨이 크로스오버 네트워크의 특성에 대해 살펴 보았다. 일반적으로 단순히 옥타브당 감쇄율만을 염두에 두고 공식에 대입하기가 쉬운데 각기 필터의 주파수 반응과 슬로프 특성, 위상특성, 그룹 딜레이등의 장단점을 고려하고 실제 장착할 위치 및 설계 목표등을 고려하여 적합한 필터를 적용하여야 할 것이다.
다음호에는 실제로 응용가능한 크로스오버 필터 공식을 살펴 보기로 하겠다.

카스피커 매니아들이 알아두어야 할
패시브네트워크의 설계 Ⅴ

지금부터 구체적으로 패시브 네트워크의 제작에 대해 알아 보기로 하자. 연재 초기에 설명한 바 있던 사항도 내용의 연결을 위해 다시 한번 되새겨 보고 조금씩 더 구체적으로 풀어 보려 한다.

1.네트워크 구성부품의 역할
패시브 네트워크 제작에 있어서 가장 기본적인 이해를 가져야 할 부분은 코일과 콘덴서의 역할이다. 코일과 콘덴서의 사용목적만 잘 알고 있다면 패시브 네트워크 자작에서도 유용하게 사용할 수 있다고 하겠다. 먼저 코일의 유도 성분은 교류에 대하여 저항의 성질을 갖고 있다. 그러므로 코일에서는 교류성분을 갖는 고주파수는 차단시키고 직류성분을 갖는 저주파수만을 통과시킨다. 코일의 용량이 커질수록 크로스오버 주파수가 낮게 잡힌다고 볼 수 있다. 스피커의 크로스오버 필터에서 저역용 유닛에 직렬로 코일을 연결하는 것은 바로 그런 이유 때문이다.
반대로 콘덴서의 저장 성분은 주파수가 높아 질수록 저항성분이 줄어지고 낮은 주파수 일수록 저항성분이 커진다. 고음용 유닛에 직렬로 콘덴서를 걸게 되는데 콘덴서의 용량이 커질수록 크로스오버 포인트가 낮아 진다.
가장 쉬운 방법의 1차 네트워크가 바로 우퍼의 (+)쪽에 직렬로 코일 하나, 트위터의 (+)쪽에 직렬로 콘덴서하나를 걸고 트위터와 우퍼의 음압차 보정을 위한 댐핑 저항으로 서로간의 음압밸런스를 유지 시키는 것이다.

1차 필터는 단순하기 때문에 초보자나 쓰는 필터가 아닌가 하고 의문을 갖을 수 있지만 실제로 유명한 하이앤드 스피커들을 살펴보면 의외로 1차필터를 사용한 예를 많이 볼 수 있다. 가장 대표적인 예가 보체디비나社의 소프라노 스피커이다. 상당히 고가의 제품임에도 설계자의 강한 개성이 돋보이는 제품으로 코일 한 개 콘덴서 한 개의 1차 필터로 구성하였지만 사용자의 좋은 평가를 받고 있는 것을 보면 복잡한 필터를 구사하였다고 좋은 스피커다 하는 등식은 성립하지 않는다.
물론 코일이나 콘덴서에도 품질의 차이가 있지만 대체로 저역용 우퍼에는 코일에 사용된 동선의 직경이 크고 순도가 높은 공심코일이 좋은 결과가 나타나고 고역의 콘덴서는 MKP급 필름콘덴서 정도면 적당하리라 본다.
스피커 자작을 하는 많은 분들을 대하다 보면 네트워크의 모든 부분에 공심코일, 필름콘덴서를 사용한 것이 많은데 로우패스 필터(우퍼)에 병렬로 들어가는 콘덴서나 하이패스 필터(트위터)에 병렬로 들어가는 코일등은 굳이 비싼 공심코일이나 MKP급 필름콘덴서를 쓸 필요는 없다.
처음부터 복잡한 계산에 의해 필터를 구성하지 않고 콘덴서, 코일 두가지만 갖고 청감상으로 크로스오버를 구성해 나가는 것도 자작의 한 방편이 될 수 있다.


2. 2웨이 1차 네트워크 설계 공식.
다음의 설계 공식은 대칭적 고역/저역 크로스오버 네트워크의 유도에 이용될 수 있다. (그림 1)의 회로도는 2웨이 1차 패시브 네트워크의 회로 위상구조를 보여준다.
1차 Butterworth 공식은 다음과 같다.
(단위는 헨리(L), 패럿(C), 옴(R), 헤르츠(f)로 되어 있으며 실제 사용 시정수인 미리헨리(mH), 마이크로 패럿(uF)으로 환산해 주어야 한다.)

위 공식을 사용하여 계산을 하여 보면 아래 도표와 같다.

위의 도표를 이용하는 방법을 살펴 보면
트위터 4Ω, 우퍼 4Ω을 사용하여 크로스오버 포인트를 3KHz를 중심으로 설정할 때 1차 필터의 시정수는 트위터에 직렬로 13.25uF의 콘덴서와 우퍼에 직렬로 0.21mH의 코일값이 계산된다. 실제로는 전편에 설명한 바와 같이 두 드라이버 간의 위상차나 비축선상의 옵셋등을 고려하여 트위터는 3300Hz, 우퍼는 2700Hz 정도의 간격을 두고 계산하는 것이 자연스런 위상 부합을 위해 유리하나 실제로 측정이 어렵다면 청감상 가장 좋은 좋은 결과를 얻기 위해 여러번 반복하여 회로를 구성하여야 한다.

모든 유닛에서 꼭 같은 결과를 얻기는 힘드므로 필터 제작의 기본 자료로만 사용하는 것이 바람직하다.
1차필터는 옥타브당 6dB의 감쇄율을 가지며 완만하게 꺽여져 내려간다. 급격하게 꺽이는 것만이 좋은 것은 아니며 1차필터도 경우에 따라 많은 장점이 있다.
여기서 주의 깊게 보아야 할 점은 코일의 값이다. 우퍼의 특성에 따라 주파수가 올라갈수록 임피던스가 상승하는 것이 일반적이므로 실제 계산에서 나타난 값보다 크게 해야할 경우가 많다. 정확하게는 다음에 설명하겠지만 조벨(Zobel)필터나 노치(Notch)필터등을 통해 임피던스 보정이 되므로 상기 값으로 대략의 수치를 정한후 부가 필터의 영향을 고려해야만 한다. 그러므로 청감상 튜닝을 위해서는 코일의 수치를 공식보다 약2배정도 크게 한다음 단계별로 줄여가면서 가장 좋은 음질을 선택하는 것이 좋다.
복습하는 의미로 여러 필터에 대해 특성을 검토해 보면 크로스오버 네트워크를 구성하는 기본적인 필터는 크게 버트워스(Butterworth), 췌비쉐프(Chebyshev), 베셀(Bessel), 링크위츠-릴리 (Linkwitz-Riley)필터로 크게 나뉜다.
감쇄곡선의 기울기의 크기는 체비쉐프 > 버트워스 > 베셀 > 링크위츠릴리 순으로 크로스오버의 기울기가 완만해 지는 것이 일반적이다. 다만 기울기가 급격하게 감소한다고 해서 좋은 것만은 아니다. 기울기가 급할수록 크로스오버 포인트 직전에 리플(피크)이 생길 확률이 높다는 것이다. 실제로 췌비쉐프필터를 잘 안쓰는 이유도 크로스오버 경사는 급하게 감쇄시키지만 피크가 존재한다는 데 있다.
스피커 자작에 경험이 많은 분들은 네트워크 필터 공식이 정확하게 작동하지 않는다는 것을 잘 알고 있을 것이다. 이 공식은 다만 참고로 할뿐이지 그 후에 튜닝의 몫은 분명히 사용자에 있다는 점을 명심해야 한다.

2. 2웨이 2차 네트워크 설계 공식
1차 네트워크 설계 공식에 의한 계산을 참조로 하여 아래에 열거하는 공식에도 적용하여 보자. 2차 필터는 옥타브당 12dB의 감쇄율을 가지며 현실적으로 가장 많이 사용하는 필터 이므로 주의깊게 보아야 할 필요가 있다.
어떤 유형의 필터를 적용할 것인가는 설계자의 선택이겠지만 전편에 연재한 여러 내용과 사용하고자 하는 목적에 맞게 잘 선택하여야 할 것이다. 전통적으로 버트워스 필터를 많이 사용 하였지만 근래에 들어 링크위츠 릴리 필터도 많이 쓰는 편이다.
2차 필터의 회로 구성은 (그림 2)와 같으며 공식은 아래와 같다.

위 공식중 가장 대표적인 버트워스 2차 필터 공식으로 계산을 하여 보면 결과는 아래 표와 같다.

1차 필터때와 마찬가지로 트위터 4Ω, 우퍼 4Ω 유닛으로 패시브 네트워크를 제작하려 할 때 만약 크로스오버 포인트가 3KHz라면 트위터에 직렬로 걸리는 콘덴서의 시정수는 9.38uF, 트위터의 병렬용 코일은 0.30mH 이면 될 것이다. 또한 우퍼의 직렬 코일은 0.30mH, 병렬용 콘덴서는 9.38uF을 사용하면 된다.
앞서 말한 바와 같이 비축선상의 두 유닛간의 거리라든가 설치 방법등을 고려 하여 목표 크로스오버 포인트 보다 높이거나 낮출 필요가 있으며 우퍼에 직렬로 걸리는 코일은 계산치 보다 큰 용량의 코일을 사용하여 점차 낮춰 가면서 청감 튜닝을 하는게 바람직하다.
다음 호에는 2웨이 나머지 차수 필터를 마무리 하고 3웨이 네트워크에 대해서 알아 보기로 한다.

 

카스피커 매니아를 위한 알짜배기 정보
패시브 네트워크의 제작
지난호에는 2웨이 스피커 시스템의 2차필터(옥타브당 12dB 감쇄율)까지 설명을 하였고 이어서 나머지 18dB 감쇄율의 3차 필터와 4차 필터에 대해 설명하려 한다. 실제로 패시브 네트워크 제작에 있어서 3차, 4차의 필터는 숙련된 기술과 정밀한 장비는 물론 음악적 튜닝 능력이 동반되지 않으면 구현하기가 어렵지만 높은 감쇄율을 생각한다면 쉽게 매력을 버릴 수 는 없는 공식이므로 참고로 알아 보기로 하자.
1. 2웨이 3차, 4차 네트워크 설계 공식
2웨이 3차 필터의 회로도는 (그림1)과 같고 2웨이 4차 필터의 회로도는 (그림2)와 같다.

2. 3웨이 크로스오버 네트워크
2웨이 네트워크는 거의 이상적인 상황을 설명한다. 그러나, 추가의 드라이버를 위해 제2의 크로스오버 주파수를 설정 하는 것은 상황을 상당히 복잡하게 만든다. 설명되어야 할 절충과 타협으로 인해, 3웨이 스피커를 고려하고 있다면 제2의 주파수 분리 지점을 액티브 네트워크 사용도 심각하게 고려해야 한다는 점을 지적하기에 좋은 때이다. 전자적 네트워크뿐 아니라 추가의 앰프가 필요 함에도 불구하고, 그 이점은 상당히 좋은 결과를 유도하기도 한다.
3웨이 네트워크가 두 개의 2웨이 네트워크를 결합함으로써 원하는 결과를 만족스럽게 얻을 수 없다는 점이 정설이었다. 불행히도, (그림3)에 나오는 3웨이 대역 필터 위상 구조는 다른 반응 형태를 생성할 것이다. Robert Bullock은 이 모두를 명확히 하면서, 대역 통과 섹션의 종속 접속된 필터에 의해 야기되는 상호 로딩 문제를 고려하는 복잡한 유도를 제공한다. 이 정보는 Speaker Builder 2/85의 패시브 크로스오버 네트워크란 기사에서 주어지는 몇 가지 실제적인 인식과 함께 그의 JAES 프리젠테이션 "Passive Three-wy All-pass Crossover Networks" 에서 제시된다. 이 보다 복잡한 회로 설계는 표준 타입보다 적은 입력 임피던스를 지니고 있으며, 아래에 설명되는 회로를 위해서 이것은 아무 중요성을 지니지 않을 것이다.

3. 3웨이 네트워크의 특성.
2웨이 네트워크와는 달리, 3웨이 네트워크는 APC(All pass crossover)도 CPC도 아니다. 그러나, 극성 반응 및 파워 반응에 대해 말해지는 것의 대부분은 어느 정도 동일하다. 예외는 홀수차 APC인데, 이것은 1-2dB의 반응 하강을 지닌다.
아마도 고려해야 할 가장 중요한 특성은 크로스오버 주파수 사이에서 스프레드의 효과일 것이다. 일반적으로 이야기하면, 두 교차점(crosspoint)이 떨어져 있을수록, 드라이버의 결합 반응은 더 좋을 것이다 (3옥타브는 좋은 시작점이다). 교차점이 3옥타브라는 이상보다 더 가깝다면 복잡하고 바람직하지 않은 간섭 패턴을 겪을 것이다.
3웨이 크로스오버 회로도는 (그림4)와 같다. 이 회로는 최소 드라이버간 간섭을 위한 최상의 네트워크 유형 및 크로스오버 주파수라고 생각하는 것을 나타낸다. 이것들은 또한 스피커 설계자 및 생산 제조업체들이 가장 많이 따르는 경향이 있는 스피커 형식에 실용적이다.

7.42 삼방향 APC 네트워크 설계 공식.
설계 회로 (그림4)는 3웨이 라우드스피커 시스템에서 가장 자주 이용되는 두 가지 기본적인 크로스오버 주파수 설정에 의해 배치 되어 있다. 각 배치는 미드레인지-트위터 교차점(fH)과 우퍼-미드레인지 교차점(fL) 사이에서 서로 다른 주파수 스프레드를 나타낸다. 선택된 두 주파수 스프레드는 (A) 3.4옥타브 (fH/fL=10), (B) 3옥타브 (fH/fL=8) 을 나타낸다. (A) 크로스오버 공식은 우퍼-미드우퍼-돔트위터 형식에 유용한 3kHz/300Hz, 우퍼-돔 미드레인지-트위터 형식에 유용한 5kHz/500Hz에 적용될 수 있다. (B) 크로스오버 공식은 우퍼-미드우퍼-트위터 형식에 유용한 3kHz/375Hz뿐 아니라 우퍼-돔 미드레인지-트위어 형식에 유용한 5kHz/625Hz와 6kHz/750Hz 둘 다에 적용될 수 있다. 기타 크로스오버 주파수 스프레드 및 네트워크 타입에 대해서는, Bullock을 참조하고 많은 계산을 할 준비를 하라. 300Hz 또는 그보다 낮은 범위에서 크로스오버 주파수를 사용할 때, 인덕터 값은 클 수 있고 실질적인 삽입 로스를 가질 수 있다. 다음을 이용하여 인덕터 로스를 비교할 수 있다.

3웨이 네트워크의 이용은 대역 통과 필터 스테이지 게인 증가의 결과를 낳을 것이다. 드라이버 효율성을 비교할 때, 각 네트워크 예에 대해 주어지는 이 그림을 이용할 수 있다. 3웨이 시스템에서 미드레인지 드라이버는 '토탈 드라이버 게인=드라이버의 효율-대역게인-인덕터로스' 로 총 효율성을 설명할 수 있다.
실제적인 3웨이의 필터 공식에 대해서는 다음호에 계속하기로 하자.

미니 정보

■ 카스피커 상식 모음

·카스피커 사운드의 설계 디자인
만족스런 카스피커 사운드를 구축하기 위해선 카스피커 시스템의 실제 선택과 장착에 앞서서 반드시 고려해야할 사항이 있다. 그것은 카스피커 사운드 자체를 어떠한 포맷으로 구성할 것인가의 문제이다. 보통 카스피커 사운드는 프런트 좌, 우의 2채널과 리어 좌, 우의 2채널을 합하여 4개의 채널로 구성되어 있는 것이 기본이다.
이는 앞좌석 탑승자를 위한 프런트 채널과 뒷좌석 탑승자를 위한 리어 채널이라는 단순 구성으로서 차량 실내 전체에 재생 음압을 고르게 분포시키려는 의도만을 반영하고 있다. 그러므로 보다 넓은 스테레오 음장 영역의 확보나 정위감을 재현하기 위한 음상 이미지의 합리적 구축, 그리고 지향성이 우수한 해상력의 증대 등과 같은 카사운드의 고품위 품질을 끌어내려면 전혀 다른 차원과 음향적 각도의 카사운드 설계 디자인이 필요해진다.

·이상적인 카스피커 사운드 음상
차량 실내라는 대단히 비좁고 지극히 제한된 공간 내에서 가장 이상적인 스테레오 음향의 응답 특성을 얻기 위해선 음장 분포를 분산시키지 말고 하나의 일관된 음장이 형성되도록 만들 필요가 절실하다. 그러기 위해서는 차량 실내에서 전면 중앙부에 자연스러운 스테레오 음장의 중심이 자리잡아야만 한다. 또한 이렇게 전면 중앙부에 자리잡은 스테레오 음장이 일관되게 차량 실내의 좌우 측면과 뒷쪽까지 매끄럽게 확산됨으로써 순차적인 음장 전개로써 연결되지 않으면 안된다.
따라서 카스피커 사운드의 음상 중심은 앞좌석 대시보드 윗쪽의 전면 중앙부에 놓여져야 하며, 음상의 폭은 대시보드 좌우로 넓게 펼쳐나갈 수 있어야만 한다. 특히 이것은 좌우측 채널간에 발생하는 음상 언밸런스의 불균형을 최소화시키면서 차량 실내의 앞좌석이건 뒷좌석이건 스테레오 음장을 일관되게 전달하기 위한 전제 조건이다.
또한 프런트 채널의 전면 중앙부에 카사운드 전체 음상의 중심이 올바르게 정위되어 있어야만 리어 채널과 서브우퍼 채널의 부가음향들이 제각각 따로 드러나서 활약하지 않고 일관되게 프런트 채널의 음향과 일체화되어 하나의 음장 시스템을 형성하게 된다.
반면 가장 나쁜 카사운드 음상은 프런트 채널과 독립적으로 리어 채널 및 서브우퍼 채널이 제각기 자기 음향만을 재현하는 경우이다. 이렇게 되면 카사운드에서는 일관된 음상 이미지나 일체화된 음향 에너지가 실종되어버려서 정돈된 음악의 재생 대신에 온통 산발한 어지러운 음향만이 난무하게 된다.

·카스피커 사운드의 기본 골격
이상적인 카스피커 사운드 음상을 얻기 위해선 일단 프런트 채널이 전체적인 음장의 중심을 이룰 수 있어야 한다. 어디까지나 프런트의 2채널이 스테레오 음향의 주 음압 에너지를 재생하면서 리어의 2채널은 프런트의 메인 채널 음향을 단순히 보조하고 강화하는 수준에 머물러야 한다. 때문에 뒷좌석 탑승자 위주의 사운드 튜닝과 같은 특별한 경우가 아니라면 리어 채널의 재생음이 프런트 채널의 재생음을 간섭하거나 강조, 또는 상쇄시키는 현상이 발생해서는 안된다.
결국 프런트 좌우의 2채널이 스테레오 음상의 주된 이미지를 만들어내고 리어 채널이 그 주된 음상 이미지를 더욱 폭넓게 확산시킬 수 있도록 조화시키는 것이 카스피커 사운드의 가장 바람직한 기본 골격이 된다. 주행 소음 등으로 마스킹되어버려서 발생하는 음향 불균형, 즉 차량 실내의 특수성에서 기인하는 중저음 에너지의 손실은 서브우퍼 시스템을 도입함으로써 충분히 보상될 수 있다. 따라서 전체적으로는 프런트 좌우의 2채널 음상이 주로 스테레오 음향의 대부분 이미지를 재현할 때에 리어의 2채널은 그 이미지를 보조하여 확산시키고 트렁크 등의 후방에 장착한 서브우퍼 시스템이 전체 음장의 저음역 에너지를 확실하게 받쳐주는 설계 디자인의 구성이 이상적이다.