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이러한 모든 연산 증폭기는 제조 재고/부품 노후화로 인해 변경됩니다.
3. 전원 공급 단계.
전원 공급 장치 스테이지는 페달에 전원(+9V) 및 바이어스 전압(+4.5V)을 제공하는 간단한 저항 분배기입니다.
4. 입력 단계.
입력 버퍼는 단일 이득과 높은 입력 임피던스를 갖춘 일반 이미터 팔로워(공통 컬렉터라고도 함)로, 톤 빨림(고주파 손실)을 제거하여 신호 품질을 유지합니다.
Q1 부품은 2SC2240 Toshiba 트랜지스터이며 저렴한 저잡음/고이득(β=200-700)이며 여기서는 특별한 것이 없으며 단지 작업을 수행합니다.
4.1 입력 임피던스 계산.
이미터 팔로워에서 입력 임피던스는 β * R 이미터 로 계산할 수 있으므로 페달의 총 임피던스는 다음과 같습니다.
Z in = R 1 +(R 2 // β *R 3 ) = R 2 = 470KΩ
참고: 공식(Z in = R 2 )이 단순화된 이유는 저항 R 1 이 R 2 (1KΩ<<470KΩ) 에 비해 너무 작고 β *R 3이 R 2 (200*10KΩ>) 에 비해 너무 크기 때문입니다. >470KΩ), 모든 숫자를 계산하여 동일한 결론에 도달할 수도 있습니다.
모든 수치 계산을 수행하는 방법에 대한 추가 설명을 원하시면 Tube Screamer 입력 임피던스 계산을 확인하십시오 . 회로는 매우 유사하며 모든 수학이 거기에 있습니다.
470KΩ은 기타 픽업의 로딩과 톤 빨기(tone sucking)를 방지하기 위한 높은 입력 임피던스이지만, 경험상 기타를 최소 1MΩ의 입력 임피던스에 연결하는 것이 일반적입니다.
4.2 입력단 주파수 응답.
이 입력 버퍼의 주파수 응답은 7.2Hz( fc =1/(2πRC)) 의 컷 주파수를 갖는 C 1 및 R 2 에 의해 생성된 고역 통과 필터에 의해 지배됩니다. 7.2Hz의 주파수는 롤오프 또는 6dB/oct로 -3dB 감쇠됩니다. 이 단계의 목적은 신호를 버퍼링하고 DC 레벨을 제거하는 것입니다.
5. 트랜지스터 부스터 스테이지.
이 단계에서는 연산 증폭기 단계 이전에 일부 주파수 필터링과 신호 부스팅을 적용합니다. 아이디어는 신호 레벨을 높여 다음 단계가 허용 가능한 레벨로 작동할 수 있도록 하는 것입니다. 하지만 나중에 볼 수 있듯이 이 단계 이후에는 신호가 너무 부스트 될 수 있습니다.
이 단계의 첫 번째 부분은 2개의 연속된 고역 통과 필터입니다.
이 필터의 기본 아이디어는 (다음) 왜곡 단계 전에 과도한 베이스를 제거하는 것입니다. 베이스 고조파가 너무 많은 기타 신호는 왜곡을 느리게 만들거나, 덤프되거나 탁하게 만들 수 있습니다.
트랜지스터 스테이지는 공통 이미터 증폭기입니다. 이 토폴로지의 전압 이득은 컬렉터 저항을 이미터 저항(R C /R E 또는 R8/R9 = 10K/22 = 454 = 53dB)으로 나눈 값이지만 피드백 저항과 커패시터(R7 및 C4)의 효과로 인해 이 값이 낮아집니다. 35dB까지의 이득을 고려해야 합니다.
소위 션트 피드백 저항기라고 불리는 이 토폴로지 뒤에 있는 수학은 약간 복잡하며 Big Muff Pi 입력 부스터 스테이지에서 전체 수치 개발을 확인하려면 토폴로지는 일부 작은 값 변경만 제외하면 동일합니다. 간단히 말해서 원래의 높은 이득(454)은 소음/온도 및 진동에 대한 더 나은 내성을 갖춘 보다 합리적인 값인 56(35dB)으로 감소됩니다.
그러나 56배의 게인은 엄청난 양입니다. 기타 입력 신호가 200mVpp인 경우 트랜지스터 부스터 이후 신호 레벨이 11.2Vpp가 되고 페달 공급이 9V이기 때문에 파형이 왜곡됩니다. 이 이득은 아래 이미지를 보면 비대칭이고(주기는 약간 다른 지속 시간을 가짐) 부드러운 무릎 또는 부드러운 클리핑을 갖는 클리핑을 생성합니다.
Q2 상호 컨덕턴스:
5.1 트랜지스터 부스터 주파수 응답.
트랜지스터 부스터 스테이지의 응답에는 위에서 설명한 2개의 고역 통과 필터로 인해 저주파수 감쇠가 있으므로 33Hz 미만의 주파수는 감쇠되고(6dB/oct) 3.3Hz에서 그래프 하단에 도달하면 신호는 다음과 같은 특성을 갖습니다. -12dB/oct 롤오프
신호는 3.3KHz 이상의 주파수에서 35dB(56배 더 큰)의 원시 게인을 가지므로 이 단계에서는 기타 신호를 (부드러운) 클리핑으로 증폭시킵니다.
6. 연산 증폭기 이득 단계.
연산 증폭기 블록은 회로의 핵심입니다. 이는 클리핑/왜곡 동작을 수행하는 2개의 다이오드와 일부 수동 RC 필터(통과대역 = 저역 통과 + 고역 통과)를 설정하는 가변 비반전 연산 증폭기 증폭기를 사용하여 구축됩니다. 클리핑 및 발생 빈도.
스테이지 시작 부분에는 차단 주파수 23Hz(fc =1/2πRC)의 고역 통과 필터를 생성하는 RC 네트워크 (C 5 -R 10 )가 있습니다. 이는 의도적인 필터가 아니며 이전 트랜지스터 게인 스테이지를 연결하는 데 캡만 필요하며 가상 접지(+4.5V)에서 연산 증폭기의 + 핀을 바이어스하려면 중간 수준의 높은 값 저항이 필요합니다.
Q2의 컬렉터는 약 +5.8V로 바이어스되어 있으며 포화 상태가 되면 D8이 없으면 U1 핀 3이 -1.3V로 구동됩니다. 연산 증폭기 입력이 레일 너머로 구동되면 나쁜 일이 발생합니다. 일부 opamp는 손상되고 일부는 래치업되며 대부분은 입력단이 과도하게 구동된 상태에서 회복하는 데 시간이 걸리고 이로 인해 사운드가 망가집니다.
이 다이오드가 작동할 때 opamp는 이미 클리핑되고 있다는 점을 언급하는 것이 중요합니다. 따라서 D8은 비대칭 클리핑이나 기타 신호 수정과 아무 관련이 없습니다.
참고: Mitsubishi M5223AL 연산 증폭기를 사용하는 경우 두 번째 연산 증폭기 출력에서 +9V까지 1K 풀업 저항이 필요합니다. 이 저항은 R40으로 표시되어 있으며 연산 증폭기가 클래스 A로 작동하여 왜곡을 줄이도록 합니다. 자세한 내용은 M5223A 데이터시트의 마지막 페이지를 읽어보세요.
NJM2904L 듀얼 연산 증폭기의 전반부는 단순한 버퍼이므로 기타 신호에 아무것도 추가(또는 제거)하지 않습니다. 이는 모든 마법을 수행할 연산 증폭기의 후반부와 이전 트랜지스터 부스터 스테이지를 버퍼링하여 인터페이스합니다.
6.1 전압 이득 계산.
NJM2904L의 후반부는 다음 공식에 따라 신호를 최대 22.3배(26.5dB)까지 증폭시키는 비반전 증폭기입니다.
Gv 연산 증폭기 최대 = 1 + ( VR1)/( R 13) = 1 +(100K/4.7K) = 22.3(26.5dB)
Gv 연산 증폭기 최소 = 1 + ( 0Ω )/( R 13 ) = 1+(0K/4.7K) = 1 (0dB)
클리핑 스테이지는 디스토션 시그니처 사운드를 정의하며, 신호를 AC 접지(4.5V)로 분류하는 2개의 백투백 다이오드를 사용하여 제작되었습니다. 이러한 종류의 클리핑 기술은 MXR Micro-A에도 사용되는 "하드 클리핑" 사운드를 제공합니다. Op 앰프의 피드백 루프에 다이오드를 배치하여 생성되고 Tube-Screamer와 같은 다른 페달에 사용되는 " 소프트 클리핑 " 스타일 에 반대되는 앰프 또는 RAT입니다 .
26.5dB 게인을 사용하면 오디오 신호는 모든 위치에서 약 0.7V인 다이오드(1S1588 또는 1S2473 또는 동급 1N4148)의 V F 보다 커져 하드 클리핑 동작이 생성됩니다.
위 이미지는 클리핑 다이오드 이후의 파형을 보여 주며, 다이오드의 V F 인 +0.7V와 -0.7V 사이로 제한된 명확한 제곱 모양을 보여줍니다. 왜곡 전위차계를 사용하면 파형의 가장자리가 부드러워질 수 있습니다. 어떤 경우에도 전체적인 모양이 꽤 제곱되고 왜곡됩니다.
fc 최대 = 1/(2πC 8 R 13 ) = 1/(2*3.14*0.47u*4.7K) = 72Hz
fc min = 1/(2πC 8 (R 13 +VR1)) = 1/(2*3.14*0.47u*104.7K) = 3Hz
최대 왜곡에서 72Hz 이상의 고조파는 왜곡 단계의 전체 이득을 얻고 그 아래의 모든 것은 점진적으로 이득과 왜곡이 줄어듭니다. 베이스 음표는 덜 클리핑되므로 왜곡은 주파수에 따라 선택됩니다(Tube Screamer에서 발생하는 것과 유사하지만 이 경우 주파수 제한은 72Hz가 아닌 720입니다).
6.2 연산 증폭기 이득 주파수 응답.
연산 증폭기 게인 스테이지의 주파수 응답은 C8 및 R13(fc=72Hz)으로 구성된 고역 통과 필터에 의해 저주파수로 설정됩니다. 또한 C5 및 R10은 오디오 스펙트럼의 한계에서 고조파를 23Hz 미만으로 줄여 진동을 줄이는 데 도움이 됩니다.
고주파수에서는 R14와 C10으로 구성된 저역 통과 필터에 의해 7.2Khz 이상의 고조파가 감쇠됩니다. 이에 대해서는 아래 섹션에서 더 잘 설명합니다. 캡 C7은 또한 매우 높은 주파수에서 고조파를 줄여 왜곡을 약간 완화하고 발진 문제를 줄입니다.
최소 게인은 0dB이고 디스토션 전위차계 의 위치에 따라 최대 26.5dB까지 올라갈 수 있습니다 . 이 게인 양은 크지 않습니다(Tube Screamer는 41dB, Proco Rat는 67dB). 35dB의 게인은 결과 신호가 완전히 클리핑되도록 합니다.
6.3 C10 커패시터 의 효과 .
D4 및 D5 클리핑 장치와 병렬로 C10을 갖춘 확실한 RC 네트워크(R14 및 C10)가 있습니다. D4 및 D5 다이오드는 R14 - C10 네트워크를 로드하고 차단 주파수를 대폭 변경합니다. D4 또는 D5가 전도되면 R14 - C10 접합부의 임피던스가 크게 감소합니다. 이것은 비선형 회로이며, 동작을 분석하는 가장 좋은 방법은 6.1의 그림에서 볼 수 있듯이 시간 영역에 있습니다. 부분.
아래 이미지는 신호가 너무 작아서(클리핑 미만) 다이오드가 전도되지 않는 경우에만 적용할 수 있습니다. 여기서 저항 R14 및 C10은 신호를 부드럽게 하는 fc=7.2KHz의 저역 통과 필터를 형성하지만 대부분의 시간 동안 D4나 D5가 지휘를 하고 있습니다...
일반적으로 C10 캡은 왜곡을 덜 거칠게 만들어 더욱 둥글고 기분 좋은 왜곡을 만듭니다.
7. 톤/레벨 스테이지.
Boss DS-1은 노브를 돌리는 방식에 따라 중음을 퍼내고 저음 또는 고음을 감쇠시키는 패시브 Big Muff Pi 스타일 톤 컨트롤을 사용합니다. 회로는 간단한 고정 -6dB/oct 저역 통과 필터(fc=234Hz인 R16 및 C12로 구성됨)와 다음을 사용하는 고정 -6dB/oct 고역 통과 필터(fc=1063Hz인 C11 및 R17로 구성됨)로 구성됩니다. 두 신호를 혼합하는 VR3 포트. 두 필터의 차단 지점은 톤 컨트롤이 중간 위치로 설정되어 있을 때 상호 직조 효과가 약 500Hz의 주파수 스쿠프/노치를 생성하도록 계산됩니다.
7.1 톤/레벨 주파수 응답.
톤 컨트롤의 주파수 응답은 Big Muff Pi 와 비슷해 보이며 Boss DS-1은 약 500Hz의 특종을 가지고 있습니다. 이 이퀄라이제이션은 신호의 저음과 고음을 강화하고 하드 록에 사용됩니다. Tube Screamer와 같은 다른 페달은 미드 혹을 생성하여 미드를 부스팅하는 완전히 다른 접근 방식을 사용합니다.
전체적으로 -12dB(4배) 손실이 있고 노치에서 손실은 약 -20dB(500Hz)이지만 다이오드 클리핑 후 이전 단계에서 신호의 진폭은 1.4Vpp이므로 문제가 없습니다. 12dB 손실의 결과 신호는 350mVpp(1.4Vpp/4배)가 되며 이는 출력 레벨에 적합하며 체인이나 기타 앰프의 다음 페달의 입력 단계를 왜곡하지 않습니다.
8. 출력 버퍼.
출력 버퍼는 입력 버퍼와 정확히 동일한 회로를 가지고 있으며, 그 임무는 기타-페달-앰프 체인에서 더 나은 신호 무결성을 위해 낮은 출력 임피던스를 유지하는 것입니다. 입력 단계와 마찬가지로 이 단일 이득 버퍼는 R20(1M//1M=500K)과 병렬로 R19를 사용하여 4.5V 소스에서 바이어스된 10K 이미터 저항 R21이 있는 일반 이미터 팔로워로 구현됩니다.
9. 보스 DS-1 디스토션 사운드 시그니처.
현재 Boss DS-1 Distortion의 사운드 풋프린트는 과장된 게인 양, 접지 다이오드의 하드 클리핑 및 전체 페달을 통한 다양한 필터에 의해 형성되는 주파수 응답으로 정의될 수 있습니다. 핵심 요소는 다음과 같습니다.
결과적으로 R9를 1K 저항으로 교체하면 신호가 7배(17dB)만 증폭되므로 트랜지스터 부스터 단계 이후의 100mVpp의 일반적인 기타 입력 신호는 100mVpp x 7 = 0.7Vpp의 레벨을 갖게 됩니다. 연산 증폭기 스테이지를 클립하지 마십시오. 이를 통해 사용자는 더 높은 수준의 제어 및 변형을 가질 수 있습니다. 간단한 부스팅부터 하드 클리핑까지.
위 이미지에서 R9 22Ω(기본값)을 사용하는 것과 1KΩ 저항을 사용하는 것의 차이점을 볼 수 있습니다. 1K 값을 사용하면 클리핑 컨트롤의 양이 더 넓어집니다.
R9가 클수록 Q2 이미터를 통해 네거티브 피드백을 적용하고 컬렉터 전류를 낮춥니다. 이미터 피드백은 왜곡을 줄입니다. 이미터 피드백과 더 낮은 콜렉터 전류는 모두 Q2의 전압 이득을 감소시켜 R7과 C4를 통한 네거티브 피드백의 영향을 줄입니다. R7과 C4의 효과를 줄임으로써 C3의 저주파수 컷오프는 아래로 이동하고 C4의 고주파수 컷오프는 위로 이동합니다. 이것이 사람들이 R9를 높이면 "주파수 응답이 평탄해진다"고 말하는 이유라고 생각합니다.
이 역대 클래식 Boss DS1 디자인에는 원래 디자이너조차도 완전히 파악하지 못하는 레이더 아래에 많은 미묘한 것들이 있습니다. 제 생각에는 Klon Centaur가 이 요소의 정점입니다. 대부분의 경우, 좋은 소리를 내는 페달의 전자 설계에는 행운, 엔지니어링, 흑마술이 혼합되어 있습니다.
10. 자원.
PremerGuitar의 Boss DS-1 모드.
나만의 DS-1 왜곡을 만들어 보세요.
Pedalheaven의 Marshall JCM 및 Octave Fuzz Mods.
Boss DS-1 GoodSpeed64의 상세 테이크. University Las Vegas Nevada의
OpAmp 필터 예제 .
이 기사를 작성하는 데 도움을 주신 Dave Harvey, Romeo G. Cesar, G. Brandt, K. Carpenter 및 D. Knapp에게 진심으로 감사드립니다.
읽어주셔서 감사합니다. 모든 피드백에 감사드립니다. info@electrosmash.com
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